andrey

Путь к Файлу: /Разное / Аналоги / Багатокаскадні підсилювачі.doc

Ознакомиться или скачать весь учебный материал данного пользователя
Скачиваний:   1
Пользователь:   andrey
Добавлен:   31.01.2015
Размер:   292.5 КБ
СКАЧАТЬ

ПЛАН ЛЕКЦІЇ №6

 

 

ТЕМА ЛЕКЦІЇ 6.   Багатокаскадні підсилювачі

 

 

Мета: вивчення  принципів побудови багатокаскадних підсилювачів

 

Література: [1] с.

 

Питання заняття та розподіл часу:

1. Каскодні схеми підсилювачів та складені транзистори  (30 хв.)

2. Двотактні підсилювачі (30хв.)

3. Міжкаскадні кола зв’язку. Паразитні зворотні зв’язки між каскадами (30хв.)


1.  Каскодні  схеми підсилювачів та складені транзистори

 

Порівняльний аналіз базових підсилювальних каскадів показує, що жоден з них не має переваги над іншими по всіх параметрах та характеристиках. Каскад з CЕ має найбільші коефіцієнти Ке та Кр, але малу верхню граничну частоту wв. Каскад з CБ має велику величину wв, але завдяки малому вхідному опору має невелике підсилення ЕРС. Крім того, підсилювач з СБ послаблює вхідний струм, бо його Кі < 1. Емітерний повторювач краще за всіх підсилює струм (Кі £ b + 1), має широку смугу пропускання, бо його верхня гранична частота близька до wв у каскаді з СБ (підрозд. 1.7.3), але каскад з СК не підсилює напругу (Кu < 1).

Для об'єднання позитивних якостей та зменшення впливу негативних якостей кожного з базових підсилювальних каскадів використовують так звані каскодні схеми підсилювачів. Найбільш поширеними серед них є каскодні схеми СЕ - СБ, СК - СБ, СК - СК (рис.1.33, а, б, в).

Як бачимо з рис. 1.33, а, транзистор Т1 включений по схемі з СЕ, а транзистор Т2 - по схемі з СБ, бо опір блокуючого конденсатора на частоті вхідного сигналу дуже малий: 1/wсСб ~ 0. Режим роботи транзистора Т1 визначає базовий резистор Rб1. Режим роботи транзистора Т2 визначає подільник R'б1, R'б2 та велика ємність Сб. Завдяки цьому в каскаді з СБ фіксується потенціал бази транзистора Т2, а не його базовий струм. Навантаженням 1-го каскаду з СЕ є малий вхідний опір Rвх2 каскаду з СБ, тому коефіцієнт підсилення першого каскаду дуже малий.

Кu1 = – b1Rвх2/Rвх1

(1.99)

Навантаженням 2-го каскаду з СБ є резистор Rк, тому Кu2 >> 1 та загальний коефіцієнт підсилення каскодної схеми Кu = Кu1 · Кu2 >> 1. Вхідний опір каскодної схеми завдяки Rе досить великий, тобто значення Ке та Кu близькі. Підсилення струму забезпечується першим каскадом каскодної схеми, бо в каскада з СБ Кі £ α.

Багатокаскадні підсилювачі
 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Вихідний опір каскодної схеми СЕ - СБ приблизно дорівнює Rк, бо вихідний опір Т2 дуже великий (Rвихт2 = rк). Верхня гранична частота каскодної схеми буде визначатись менш широкосмуговим каскадом з СЕ, але завдяки його малому Кu1 (1.99) підсилювач з СЕ має малу вхідну ємність Свх = Ск(1 + Кu1) (1.74a), що значно підвищує його верхню граничну частоту.

Таким чином, у каскоднiй схемі CЕ - CБ реалізовані всі переваги каскадів з CЕ та CБ - підсилення струму та напруги в широкому діапазоні частот, а також великі значення вхідного та вихідного опорів.

Для підсилення змінної складової вхідної напруги одночасно зі зменшенням постійної складової в складі вхідної напруги часто використовують каскодну схему CК - CБ (рис.1.33, б). Перший каскад з CК, побудований на n-р-n транзисторі Т1, другий каскад з CБ–на р-n-р транзисторі Т2. Режим роботи транзисторів Т1, Т2 визначається подільником Rб1, Rб2, Rб3. Навантаженням 1-го каскаду є малий вхідний опір 2-го каскаду, тому, вважаючи транзистори Т1, Т2 однаковими, отримаємо вхідний опір каскoдної схеми

Rвх =  rб + (α  + 1)[2re + (1 – α)r6].

Навантаженням 2-го каскаду є резистор Rк, тому, вважаючи коефіцієнт передачі напруги 1-го каскаду Кu1 ~ 1, отримаємо коефіцієнт передачі напруги каскодної схеми

Багатокаскадні підсилювачі

де Rвх2 = re + (1 – α)rб – малий вхідний опір 2-го каскаду.

Коефіцієнт підсилення струму Кі каскодної схеми СК - СБ визначається першим каскадом, тобто Кі £ (b + 1). Вихідний опір каскодної схеми (рис. 1.33, б) дорівнює високому вихідному опору 2-го каскаду.

Важливою перевагою каскодних схем підсилювачів СЕ - СБ та СК - СБ є їх висока стійкість до самозбудження. Дійсно, паразитне проходження вихідних коливань на вхід підсилювачів (рис.1.33, а, б) через ємність Ск2 колекторного переходу Т2 практично неможливе, бо база Т2 для змінного струму з'єднана з корпусом через велику ємність Сб.

Дуже поширеною каскодною схемою підсилювачів є схема СК - СК (рис. 1.33, в), яка призначена для великого підсилення струму або для розв'язки дуже високоомного джерела вхідного сигналу з низькоомним навантаженням. Режим роботи обох транзисторів підсилювача вибирається за допомогою резистора Rб, який визначає базовий струм Iб1 транзистора Т1 і базовий  струм Iб2 » Iе1 = (β1 + 1)Iб1 транзистора Т2. Сукупність транзисторів Т1, Т2 часто називають складеним транзистором, струми якого показані на рис. 1.33, в стрілками. Визначимо коефіцієнт підсилення струму βс = Iк/Iб складеного транзистора.

Із рис. 1.33, в бачимо, що

Iк = Iк1 + Iк2 = β1Iб1 + β2Iб2 = [β1 + β21 + 1)]Iб1,

(1.100)

тобто βс = β1 + β21 + 1) » β1β2.

На практиці отримати таке велике значення βс важко, бо струми транзистора Т1 дуже малі (мікрострумовий режим), що приводить до зменшення коефіцієнта β1. Тому типові значення βс не перевищують декількох тисяч.

Якщо мікрострумовий режим Т1 небажаний, наприклад, в підсилювачах потужності, в емітерному колі Т1 включають додатковий резистор Rд (рис. 1.33, в, пунктир), що значно підвищує емітерний струм Т1. Крім того, резистор Rд забезпечує швидке розсисання великого заряду основних носіїв в базі Т2 при зміні полярності uвх з позитивної на негативну, тобто Rд підвищує швидкодію складеного транзистора. Звичайно опір резистора Rд становить декілька сотень Ом при потужних транзисторах та декілька кОм при малопотужних транзисторах. Розрахунки показують, що βс знижується при цьому у 3 - 8 разів порівняно з рівнянням (1.100) [17].

Завдяки великому значенню βс вхідний опір емітерного повторювача на  складеному транзисторі (рис. 1.33, в) дуже великий: Rвх = βсRен, а вихідний опір дуже малий: Rвих = rе + (rб + rе)(1 – α).

 

 

2. Особливості побудови підсилювачів потужності

Двотактні підсилювачі

Під підсилювачами потужності (ПП) звичайно розуміють підсилювачі, вихідна потужність яких становить від декількох ват до декількох кіловат.

Особливості побудови ПП зв'язані, по-перше, з великими значеннями амплітуд струмів та напруг, які можуть виходити за межі лінійних частин вхідних та вихідних характеристик активних підсилювальних елементів (БТ, ПТ або електронних ламп). Тому еквівалентні схеми (рис. 1.7, 1.10, 1.14, 1.38), дійсні лише для малих амплітуд вхідної напруги Uвх , не можна використовувати для розрахунку параметрів ПП, бо вони стають залежними від Uвх. Таким чином, графічні методи розрахунку ПП стають основними. Для зменшення впливу нелінійності вхідних характеристик БТ намагаються у якості генератора вхідного сигналу ПП використовувати джерела струму, в яких Rг значно більше, ніж Rвх підсилювача, незважаючи на великі втрати потужності на Rг. Дійсно, в цьому випадку вхідний струм дорівнює

Багатокаскадні підсилювачі

(1.111)

тобто майже не залежить від змінного значення Rвх, а повторює лише закон зміни корисного вхідного сигналу ег. Але для врахування залежності підсилювальних параметрів БТ від колекторного струму все ж необхідно розрахунок ПП робити графічним або графоаналітичним методом на основі вихідних характеристик транзистора.

Другою особливістю ПП є велике значення потужності Pвих вихідних сигналів ПП, яке вимагає забезпечення високого коефіцієнта корисної дії (ККД) підсилювача η = Рвихсп, де споживана потужність від джерела живлення Рсп = VжIж,Vж та Іж – напруга та струм джерела живлення. Враховуючи, що Рвих дорівнює добутку діючих значень вихідних колекторних струму та напруги, у випадку підсилення гармонічних коливань отримаємо

Багатокаскадні підсилювачі

(1.112)

де Iж – середній за період вхідного сигналу струм джерела живлення.

Третя особливість побудови ПП зв'язана з необхідністю передачі максимальної потужності від ПП до навантаження, що, як відомо [14], вимагає рівняння Rвих = Rн. Для забезпечення цього рівняння при низькоомних Rн, характерних для більшості ПП, до їх складу часто включають трансформатор, що узгоджує великий вихідний опір підсилювача з малим опором навантаження. За наявності в трансформаторі феромагнітного осердя іноді треба враховувати нелінійність характеристики його намагнічення.

Четверта особливість побудови ПП зв'язана з необхідністю обов'язкового розрахунку теплової потужності Рт, розсіяної, в основному, на колекторному переході БТ або каналі ПТ

Рт =  Рсп(1 – h),

(1.113)

1.1.1 яка не повинна перевищувати допустимого значення, вказаного в довідниках для цього активного прибору. При більшому значенні Рт транзистору потрібен радіатор з площиною [4]

1.1.2 Пр = Рт/ α тк макс–Тс макс),

1.1.3 (1.114)

де α т = 10...20 Вт/м2 град - коефіцієнт тепловіддачі алюмінієвого радіатора; Тк макс та Тс макс – максимально допустимі температури корпуса транзистора та навколишнього середовища відповідно.

Існує два основні типи схем ПП - однотактні та двотактні підсилювачі з CЕ(СВ) та CК(СС), котрі мають найбільше підсилення потужності, як правило, працюють у режимі А і застосовуються при порівняно невеликих значеннях Рвих £ 5 Вт. Роздивимось спочатку  однотактну трансформаторну схему ПП з CЕ (рис. 1.44, а). Однотактна схема ПП на ПТ має вигляд аналогічний рис. 1.44, а за винятком резистора у витоковому колі, якого завдяки кращій термостабільності ПТ може не бути.

З рис . 1.44, а бачимо, що головною особливістю схеми є наявність  у колекторному колі первинної обмотки трансформатора Тр, вторинна обмотка якого підключена до низькоомного навантаження Rн. Потужність у навантаженні Рн менша, ніж потужність підсилюваного сигналу Рвих у первинній обмотці завдяки ККД трансформатора, величина якого може мати значення hтр = 0,7...0,95

Рн = hтрРвих = hтрсп.

(1.115)

Опір резистора Rе вибирається, як і в підсилювачів напруги (підрозд. 1.6), щоб параметри ПП та його режим роботи були термостабільними. Завдяки великим струмам транзистора ПП величина Rе звичайно становить декілька Ом. Малий активний опір r1 має первинна обмотка Тр, тому статична лінія навантаження на вихідних характеристиках транзистора проходить майже вертикально, тобто на рис. 1.44, б α 1 » 90°. Пунктиром на рис. 1.44, б зображена гіпербола, обмежуюча максимальні значення колекторних струмів та напруг транзистора. Мінімальне значення uке мін визначається допустимими нелінійними спотвореннями і звичайно не перевищує 2...3 В.

Багатокаскадні підсилювачі
 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Динамічна лінія навантаження проходить через робочу точку А (рис. 1.44, б) під кутом α 2, котангенс якого дорівнює еквівалентному опору Rкекв колекторного кола по змінному струму. Для гармонічних сигналів

Багатокаскадні підсилювачі

(1.116)

де Jк та Uк - амплітудні значення колекторних струму та напруги. Як бачимо з рис. 1.44, б, у випадку гармонічних вхідних сигналів значення Uк та Jк  дорівнюють

Багатокаскадні підсилювачі

(1.117)

де Uн, Jн – амплітуди напруги та струму в навантаженні;

     n – коефіцієнт трансформації Тр.

Співвідношення (1.117) дозволяють отримати максимальне значення ККД ПП. Дійсно, для ПП гармонічних коливань на БТ у вираз (1.112) треба підставити Vж = Ек, Iж = Iк рт, тобто

Багатокаскадні підсилювачі.

(1.118)

Вибираючи Jк якомога ближчим до Iкрт (1.117), з останнього співвідношення маємо, що для ПП гармонічних коливань у режимі А максимальне значення ККД менше 0,5.

1.2. Точка перетину динамічної лінії навантаження з віссю абсцис повинна знаходитись зліва від максимального для цього БТ значення uке макс (рис. 1.44, б). Як бачимо з рис. 1.44, б, миттєве значення колекторної напруги завдяки ЕРС самоіндукції на первинній обмотці може перевищувати напругу живлення Ек. Максимальний колекторний струм Iкрт + Jк повинен бути меншим, ніж Ік макс для цього БТ (рис. 1.44, б).

1.3. Потрібне значення коефіцієнта трансформації Тр дорівнює

Багатокаскадні підсилювачі

(1.119)

де W1, W2 - кількість витків первинної та вторинної обмоток Тр відповідно.

Розрахунок подільника Rб1, Rб2 у базовому колі  (рис. 1.44, а)  проводиться згідно з відомими співвідношеннями (підрозд. 1.6), але для підвищення ККД ПП струм подільника звичайно обмежують нерівністю

Багатокаскадні підсилювачі

Якщо остання нерівність не виконується (звичайно це буває внаслідок великого Iбрт > Iділ/10), то ККД ПП, на відміну від (1.118), визначають таким чином (без урахування hтр):

Багатокаскадні підсилювачі

Підсилювальні параметри трансформаторного ПП визначаються аналогічно параметрам підсилювача з СЕ з урахуванням hтр, який, по суті, дорівнює коефіцієнту передачі потужності трансформатора. Зокрема, коефіцієнт передачі потужності всього ПП дорівнює

Багатокаскадні підсилювачі.

(1.120)

З останнього співвідношення виходить, що для підвищення Кр треба збільшувати Rкекв (1.116, 1.119). Але при цьому зростає миттєве значення колекторної напруги, яка не може перевищувати uке макс (рис. 1.44, б).

Інші підсилювальні параметри ПП (рис. 1.44, а) визначаються з урахуванням реактивного опору трансформатора Тр. Для аналізу впливу трансформатора на підсилювальні можливості каскаду в області низьких та високих частот його еквівалентну схему зручно зобразити у вигляді рис. 1.45.

На рис. 1.45 використані такі позначення: r1 – активний опір первинної обмотки Тр; r2′= r2/n2 – перерахований у первинну обмотку активний опір вторинної обмотки; Ls1 та Ls2 = Ls2/n2 - індуктивності розсіяння первинної та перерахованої вторинної обмотки; Rн′ = Rн/n2 - перерахований у первинну обмотку опір  навантаження; L1 - індуктивність первинної обмотки.

Багатокаскадні підсилювачі
Багатокаскадні підсилювачі

в

 

а

 
 

 

 

 

 

 

 

 

 


В області низьких частот еквівалентна схема (рис. 1.45, а) значно спрощується (рис. 1.45, б), бо_ωLs1, ωLs2  дуже малі , r2′ << Rвихт + r1, ω L1 << Rн′. Тоді (Rвих)екв = (Rвих т + r1) Rн′/(Rвих т + r1 + R′н). Якщо не враховувати частотні спотворення в області низьких частот за рахунок впливу Ср (1.78, 1.79), то з рис. 1.45, б отримаємо вираз для коефіцієнта передачі трансформаторного ПП в області низьких частот:

Багатокаскадні підсилювачі

(1.121)

де Кео – коефіцієнт передачі ЕРС ПП в області середніх частот.

В області високих частот еквівалентна схема трансформаторного ПП має вигляд рис. 1.45, в, бо індуктивність L1 має великий опір і не шунтує R’н. На рис. 1.45, в використані позначення: (Rвих)екв = Rвихт + r1 + r′2, Ls = Ls1 + L′s2. Як бачимо з рис. 1.45, в, коефіцієнт передачі ПП в області високих частот, не враховуючи вплив Ск, Сн, τb, дорівнює

Багатокаскадні підсилювачі

(1.122)

З виразів 1.121, 1.122 можна зробити висновок, що наявність трансформатора Тр у складі ПП приводить до додаткового спаду підсилення на низьких та високих частотах, а також додаткового фазового зсуву, позитивного на низьких частотах та негативного на високих частотах. За необхідності визначення максимальних амплітуд вхідних напруги та струму точки перетину динамічної лінії навантаження (рис. 1.44, б) з вихідними характеристиками БТ треба перенести на його вхідні характеристики, що дозволяє отримати базові струми та напруги Iбрт(Vберт), iб макс(uбе макс), iб мiн(uбе мін). Тоді

Багатокаскадні підсилювачі

 

(1.123)

Завдяки великим Uвх макс та Jвх макс, рівняння (1.123), як і рівняння амплітуд позитивних та негативних півхвиль на виході (1.117), є лише приблизними, бо у навантаженні поряд з першою існують шкідливі вищі гармоніки підсилюваного сигналу. Як вказувалось на початку підрозд. 1.10, за наявності у трансформаторі ПП феромагнітного осердя в однотактній схемі ПП (рис. 1.44, а) виникають додаткові нелінійні спотворення. Дійсно, в областях насичення характеристика намагнічення В = f(Н) осердя стає нелінійною (рис. 1.46).

З рис. 1.46 бачимо, що завдяки ненульовому постійному струму Iкрт осердя може знаходитись близько до насичення ще за відсутності вхідних сигналів (Нрт >> 0). За наявності вхідного сигналу виникають значні нелінійні спотворення, особливо позитивних півхвиль колекторного струму. Підсумовуючи вищесказане, можна зробити висновок, що великі нелінійні спотворення сигналів та малий ККД однотактної схеми трансформаторного ПП обмежують її використання в ПП великої потужності. Тому при великих значеннях вихідної потужності ПП використовують, як правило, двотактну схему підсилювача (рис. 1.47, а).

Багатокаскадні підсилювачі
 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Як бачимо з рис. 1.47, а, до складу двотактного ПП входять два однакові каскади з CЕ (два “плеча”), які працюють на спільне навантаження у вигляді трансформатора Тр2, вторинна обмотка якого навантажена на резистор Rн. Режим роботи Т1, Т2 вибирається за допомогою подільника Rб1, Rб2. Завдяки вхідному трансформатору Тр1 транзистори Т1, Т2 керуються протифазно, бо вхідні напруги на їх базах однакові за величиною та протилежні за знаком.  Якщо Т1, Т2 працюють у режимі А (для зменшення нелінійних спотворень), то при uвх = 0 їх однакові постійні колекторні струми Iкрт1 = Iкрт2 не утворюють змінного магнітного поля у первинній обмотці, тобто uн = 0. При uвх ¹ 0 з'являються змінні складові колекторних струмів Δiк1 = Δiк2. Наприклад (рис 1.47, а), при позитивній півхвилі напруги на базі Т1 напруга на базі Т2 зменшується, тобто змінні складові колекторних струмів у первинній обмотці течуть в одному напрямку (знизу вгору), утворюючи позитивну півхвилю напруги uн. При негативній півхвилі uб1 змінні складові Δiк1, Δiк2 знов течуть в одному напрямку (зверху вниз), утворюючи другу (негативну) півхвилю напруги uн. ККД двотактного ПП у режимі А такий же малий, як і однотактного (рис. 1.44). Для підвищення ККД транзистори Т1, Т2 часто знаходяться у режимах В (рис. 1.4, б) або АВ (рис. 1.4, в). У цьому випадку при uвх = 0 Т1 та Т2 закриті або майже закриті, а при uвх ¹ 0 транзистори відкриваються по черзі через кожні півперіоду вхідного сигналу (рис. 1.47, б).

Лінія навантаження кожного транзистора в режимі В зображена на рис. 1.48.

Багатокаскадні підсилювачі
 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Координати робочої точки А дорівнюють Iкрт =  0, Vкрт =  Ек.

Для визначення ККД двотактного ПП необхідно знайти середній за період вхідного сигналу струм джерела живлення Iж. Як бачимо з рис. 1.47, б, 1.48, якщо нехтувати струмом подільника Rб1, Rб2, то середній струм

Багатокаскадні підсилювачі

(1.124)

Тоді ККД двотактного ПП дорівнює (1.112)

Багатокаскадні підсилювачі

(1.125)

Враховуючи, що Uк » Ек (рис. 1.48), робимо висновок, що ККД двотактного ПП у режимі В дорівнює майже 0,78, тобто значно більший, ніж в однотактного ПП у режимі А (1.118).

Як бачимо з рис. 1.47, б, струм iк1 випереджає по фазі струм iк2 на π. Це дозволяє компенсувати у навантаженні Rн всі парні гармоніки вхідного сигналу, які з'являються навіть у режимі А завдяки нелінійності вольтамперних характеристик Т1, Т2 та характеристики намагніченості осердя Тр2 (рис. 1.46). Для доказу цього ствердження запишимо напругу uн у вигляді

Багатокаскадні підсилювачі

(1.126)

де М - взаємна індуктивність первинної та вторинної обмоток Тр2.

Різниця повних струмів iк1 – iк2 у чисельнику (1.126) обумовлена тим, що вони течуть у первинній обмотці в протилежних напрямах. Враховуючи наявність в струмах iк1, iк2, окрім корисної першої, ще й паразитних вищих гармонік, а також протифазність цих струмів, при ідентичних плечах двотактної схеми ПП отримуємо

iк1–iк2 = [Iк сер + Jк1 cos ωt + Jк2 cos 2ωt + Jк3 cos 3ωt +...] –

– [Iксер+ Jк1 cos (ωt+π) + Jк2 cos 2(ωt+π) + Jк3 cos 3(ωt+π)...],       (1.127)

де  Iксер – постійна складова колекторних струмів ік1, ік2;

Jк1, Jк2, Jк3 – амплітуди першої, другої та третьої гармонік у складі колекторних струмів ік1, ік2.

В останньому виразі постійна складова колекторних струмів завдяки наявності нелінійних спотворень не дорівнює Iкрт. Через те, що cos(ωt + π) = = – cos ωt, cos(3ωt + 3π) = – cos 3ωt, підставляючи (1.127) в (1.126), отримуємо uн = 2М(Jк1 sin ωt + Jк3 sin 3ωt + ... ),

1.3.1 отже, у навантаженні двотактного ПП відсутні всі паразитні парні гармоніки частоти вхідного сигналу, тобто коефіцієнт гармонік (1.5а) дорівнює

1.3.2 Багатокаскадні підсилювачі.

1.3.3 (1.128)

Додатковою перевагою двотактного ПП є відсутність постійного підмагнічення осердя Тр2, бо струми Iксер в (1.127) теж компенсуються. Крім того, у навантаженні компенсуються флуктуації напруги живлення та вхідні наводки, якщо вони однакові на базах Т1, Т2. Принцип компенсації полягає в тому, що флуктуації Ек та uб викликають однакові зміни колекторних струмів iк1, iк2, а напруга uн пропорційна їх різниці (1.126). Нарешті, ще однією перевагою двотактного трансформаторного ПП є відсутність падіння напруги першої гармоніки ω на внутрішньому опорі rж джерела живлення Ек. Дійсно, колекторні струми в спільному проводі живлення течуть в одному напрямку, тобто через rж тече сумарний струм iк1 + iк2 = 2Iксер + 2Jк2 cos 2ωt + 2Jк4 cos 4ωt + ...

Як бачимо з останнього виразу, на частоті ω падіння напруги (iк1 + iк2)rж = 0, тобто на сигнальній частоті не виникає паразитного зворотного зв'язку між підсилювальними каскадами через спільне джерело живлення Ек (підрозд. 2.5).

Наряду з перевагами двотактний трансформаторний ПП має й недоліки, головним з яких є наявність нетехнологічного, великого за масою та габаритами трансформатора Тр2, який утворює додаткові частотні та нелінійні спотворення підсилюваних сигналів. Тому в інтегральній схемотехніці для виключення вихідного трансформатора зі складу двотактного ПП використовують комплементарну пару транзисторів Т1, Т2. Типова принципова схема безтрансформаторного двотактного ПП на транзисторах n-р-n та р-n-р провідності зображена на рис. 1.49, а.

З рис. 1.49, а бачимо, що комплементарні транзистори Т1, Т2 підключені до навантаження R4 за схемою з СК, тому цю схему звуть двотактним емітерним повторювачем. Режим роботи каскадів за постійним струмом визначається резисторами R1, R2, R3. Малий опір резистора R2 забезпечує знаходження емітерних переходів Т1, Т2 за відсутності вхідних сигналів на границі відпирання цих транзисторів, тобто Багатокаскадні підсилювачі,

Багатокаскадні підсилювачіде Uбео – напруга відпирання транзисторів Т1, Т2. Це дозволяє перевести транзистори у режим АВ (рис. 1.4, в), тобто зменшити постійний струм Т1, Т2 і підвищити ККД (1.125). Конденсатор С2, шунтуючи резистор R2 на частоті вхідного сигналу, забезпечує подачу останнього до бази Т2. Конденсатори С1, С3 є роздільними. При ідентичних параметрах каскадів на Т1, Т2 та відсутності вхідних сигналів роздільний конденсатор С3 заряджений до напруги Ек/2.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

При uвх > 0 напруга на базах Т1, Т2 зростає, Т2 закривається, а Т1 переходить у активний режим і через навантаження R4 тече змінний струм по колу: (+Ек) – колектор Т1 – емітер Т1 – С3 – R4 – (–Ек). Конденсатор С3 має велику ємність, тому цей струм за півперіоду частоти вхідного сигналу його майже не заряджає. При uвх < 0 Т1 закривається, напруга на емітерному переході Т2 зростає і через нього та R4 тече струм розряду С3, який відіграє роль джерела живлення для Т2.

Аналогічна  схема двотактного  ВП  на комплементарних  ПТ зображена  на рис. 1.49, б [23]. На резисторі R2 утворюється напруга зміщення 2Vзврт для обох транзисторів. Резистори R1 = R3 визначають струм через R2. Вхідний опір завдяки малості R2 приблизно дорівнює

Rвх  » R1R3/(R1+R3).

Завдяки більшій лінійності вольт-амперних характеристик потужних ПТ порівняно з потужними БТ, а також глибокому НЗЗ підсилювач на рис. 1.49, б має малі спотворення вихідних сигналів. Крім того, завдяки глибокому НЗЗ двотактні ЕП(ІП) малочутливі до розкиду параметрів (re , b, S) транзисторів.

Недоліком схем на рис. 1.49 є труднощі узгодження вихідного опору двотактного ЕП(ІП) з дуже низькоомним навантаженням, що має місце в підсилювачах великої потужності. Крім того, якщо нема жорстких вимог до величини коефіцієнта гармонік Кг, для підвищення ККД доцільно використовувати в транзисторах ПП режим В, де транзистори за відсутності вхідних сигналів закриті (рис. 1.4, б). Схема ПП з малим вихідним опором на складених транзисторах СТ11, Т2) та СТ23, Т4), працюючих у режимі В, зображена на рис. 1.50, а. Як бачимо з рис. 1.50, а, за відсутності вхідної напруги uвх всі транзистори закриті, бо Iб1 = Iб2 = Iб3 = Iб4 = 0. Роздільні конденсатори відсутні, тобто ПП може підсилювати як змінні, так і постійні струми. При uвх > 0 відкриваються транзистори Т1, Т2 і через складений транзистор СТ1 тече струм по колу: + Е1 – колектор СТ1 – емітер СТ1 – R3 – корпус. При uвх < 0 відкриваються транзистори Т3, Т4 і через складений транзистор СТ2 тече струм по колу: корпус – R3 – емітер СТ2 – колектор СТ2 – (–Е2). Резистори R1, R2 призначені для підвищення швидкодії складених транзисторів, особливо при їх переході з відкритого стану в закритий (резистор Rд, рис. 1.33, в). Але робити опір R1, R2 малим не можна, бо вони шунтують кола базові струми транзисторів, тобто визначають вхідний опір ПП.

Вихідний опір двотактного ПП на складених транзисторах при низькоомному джерелі вхідного сигналу дорівнює (1.51а, б):

Багатокаскадні підсилювачі

(1.129)

З (1.129) виходить, що при потужних Т2, Т4 можна одержати вихідний опір ПП на рис. 1.50, а порядку сотих долей Ома. Такий малий вихідний опір не можна одержати в двотактних витокових повторювачах завдяки порівняно малій крутості стокозатворної характеристики ПТ (1.109), тому дуже потужні ПП частіше будують на біполярних транзисторах.

Іноді для підвищення вихідної потужності використовують паралельне з'єднання кількох вихідних транзисторів зі спільним тепловідводом та окремими емітерними резисторами (Rе ~ долі...одиниці Ом), необхідних для вирівнювання струмів транзисторів. Але цей засіб підвищення вихідної потужності потребує ідентичності характеристик транзисторів, інакше спочатку виходить з ладу транзистор з найбільшим вихідним струмом, а за ним всі інші.

Для захисту вихідних транзисторів ПП від перенавантаження до його складу включають додаткові резистори та транзистори (рис. 1.50, б). ПП на рис. 1.50, б має попередній підсилювач напруги на транзисторі Т1 та  двотактний ЕП на комплементарних транзисторах Т3, Т5.

Двополярне джерело живлення (|Е1| = |Е2|) та відсутність роздільних конденсаторів на вході й виході ПП забезпечують підсилення не тільки змінної, а й постійної вхідної напруги uвх. Каскад на Т1 забезпечує вибір режиму роботи (В або АВ) транзисторів Т3, Т5. Для цього його колекторний струм, вибирають малим, щоб мале падіння напруги на діодах підтримувало емітерні переходи Т3, Т5 на границі їх відкриття, тобто діоди Д1, Д2 відіграють роль термостабільного резистора  R2 в схемі (рис. 1.49, а). Малий опір  додаткових  резисторів R3 = R4 вибирається таким, щоб при штатній роботі ПП транзистори T2, Т4 були закриті, тобто при негативній та позитивній півхвилях вхідної напруги відповідно

 

Багатокаскадні підсилювачіiвихR3 < Vбео,   iвихR4 < Vбео .                                           (1.130)

 

 

 

 

 

 

        

 

 

 

 

 

 

        

 

 

 

 

 

 

 

 

 

При івих > івих макс, що має місце, наприклад, при короткому замиканні у навантаженні, нерівності (1.130) не виконуються, транзистори Т2, Т4 відкриваються, відбираючи на себе частину базових струмів іб транзисторів Т3, Т5. У результаті емітерні струми іе = івих = (β + 1)іб теж зменшуються до тих пір, доки не почнуть виконуватись нерівності (1.130). Втрата корисного сигналу на резисторах R3, R4 мала, бо їх опір значно менший, ніж Rн.

Сучасні ПП на БТ та ПТ в області низьких та середніх частот забезпечують вихідну потужність ~ 1кВт при ККД ~ 60%, а в області СВЧ дають Рвих ~ 20 Вт на частоті f ~ 10 ГГц та Рвих ~1 Вт на частоті f ~ 30 ГГц при Кр = 3...6 дБ [23].

На завершення треба зауважити, що існують ПП, вихідна потужність яких становить десятки...сотні кВт, наприклад, вихідні підсилювачі передавачів радіолокаційних станцій метрового та дециметрового діапазонів, вихідні ПП систем радіомовлення, телебачення та провідного мовлення. Така велика потужність може бути одержана лише в лампових ПП, які традиційно вивчаються в курсах радіопередавальних пристроїв.

 

 

Наверх страницы

Внимание! Не забудьте ознакомиться с остальными документами данного пользователя!

Соседние файлы в текущем каталоге:

На сайте уже 21970 файлов общим размером 9.9 ГБ.

Наш сайт представляет собой Сервис, где студенты самых различных специальностей могут делиться своей учебой. Для удобства организован онлайн просмотр содержимого самых разных форматов файлов с возможностью их скачивания. У нас можно найти курсовые и лабораторные работы, дипломные работы и диссертации, лекции и шпаргалки, учебники, чертежи, инструкции, пособия и методички - можно найти любые учебные материалы. Наш полезный сервис предназначен прежде всего для помощи студентам в учёбе, ведь разобраться с любым предметом всегда быстрее когда можно посмотреть примеры, ознакомится более углубленно по той или иной теме. Все материалы на сайте представлены для ознакомления и загружены самими пользователями. Учитесь с нами, учитесь на пятерки и становитесь самыми грамотными специалистами своей профессии.

Не нашли нужный документ? Воспользуйтесь поиском по содержимому всех файлов сайта:



Каждый день, проснувшись по утру, заходи на obmendoc.ru

Товарищ, не ленись - делись файлами и новому учись!

Яндекс.Метрика